Jste zde

Lin. stabilizátory: Co by měl každý vývojář vědět o PSRR?

Článek s názvem Wide Bandwidth PSRR of LDOs od autorské dvojice Masashi Nogawa a Kyle L. Van Renterghem, Texas Instruments, vysvětluje klíčové požadavky, kladené na LDO ve věci účinné minimalizace napěťového zvlnění napájecího zdroje při srovnávání tradičního LDO a LDO se širokopásmovým potlačením zvlnění napájecího napětí (PSRR).

Stručný obsah

Zatímco regulátor, pracující ve spínaném režimu, upevňuje svou pozici v systémech s vyšší účinností výkonové konverze, bude se nízkoúbytkový stabilizátor (low dropout, v dalším textu také jako LDO) spíše než na účinnost převodu zaměřovat na špičkové vlastnosti. Protože LDO nepatří mezi součástky, pracující ve spínaném režimu, nebývá postižen rušením provázejícím spínání, a je tak využíván jako sekundární filtr takového šumu s cílem vylepšit dosahované výsledky v aplikacích, citlivých na rušení. Článek vysvětluje klíčové požadavky, kladené na LDO ve věci účinné minimalizace napěťového zvlnění napájecího zdroje při srovnávání tradičního LDO a LDO se širokopásmovým potlačením zvlnění napájecího napětí (PSRR).

LDO ve funkci filtru zvlnění

Mezi vývojáři napájecích elektronických systémů je častým zvykem nasazovat LDO jako poslední stupeň stromového diagramu distribuce napájení. Obr. 1 zachycuje základní myšlenku filtrace zvlnění. Spínaný regulátor prvního stupně vyrábí ze vstupujícího napětí systémového zdroje VIN napětí mezilehlé (VINTERMEDIATE). Stabilizátor LDO, pracující na stupni č. 2, následně z VINTERMEDIATE generuje výstupní systémové napětí VLDO. Cílem je dosáhnout na prvním stupni vysoké účinnosti napěťové konverze a následně, na stupni č. 2, vyloučit rušení, provázející spínání.
 
Obr. 1: LDO jako filtr zvlnění
 
Nejdůležitější činitel, minimalizující šum, způsobený spínáním, tvoří na stupni č. 2 tzv. potlačení zvlnění napájecího zdroje
  • PSRR (Power Supply Ripple Rejection).
PSRR, vypovídající o tom, jak malé zvlnění výstupu dostaneme ve srovnání se zvlněním vstupním [1], obvykle měříme v decibelech a to na základě výpočtu dle rovnice 1:
 
Rovnice 1
 
Pojem PSRR není v oblasti napájecích zdrojů ničím neznámým. Na trhu máme k dispozici celou řadu obvodů LDO, u kterých předpokládáme vysoké PSRR. Tento článek však vysvětluje, proč většina LDO s vysokým PSRR nebude v tomto druhu aplikace fungovat dobře.
 
 
Pojem PSRR není v oblasti napájecích zdrojů ničím neznámým. Na trhu máme k dispozici celou řadu obvodů LDO, u kterých předpokládáme vysoké PSRR. Tento článek však vysvětluje, proč většina LDO s vysokým PSRR nebude v tomto druhu aplikace fungovat dobře.
 

Grafické znázornění PSRR – jak je číst?

Na obr. 2 vidíme grafické znázornění PSRR tradičního LDO s vysokým PSRR, kdy vrcholu v podobě 75 dB dosahujeme někde mezi 600 – 700 Hz. Taková úroveň je pro získání označení „LDO s vysokým PSRR“ dostačující, ale nás bude spíše zajímat PSRR na spínacím kmitočtu napájecího zdroje. Spínací frekvence moderních měničů se například pohybuje mezi 300 kHz a 3 MHz. Vysokofrekvenční rušení pak naneštěstí bude mimo šířku pásma většiny typických regulátorů s vysokým PSRR, takže doba odezvy LDO bude příliš pomalá na to, aby mohlo dojít k účinnému odfiltrování rušení spínacího prvku.
 
Obr. 2: Závislost PSRR u klasického LDO s vysokým PSRR
 
Jak ostatně vidíme na obr. 2, prochází křivka PSRR třemi oblastmi. První oblastí je kmitočtové pásmo od 10 Hz do 1 kHz, kde bude PSRR vysoké a relativně „ploché“. V druhé části, tj. v rámci kmitočtového pásma od 1 kHz do 110 kHz, se pak PSRR postupně snižuje. Třetí oblast následně tvoří všechny kmitočty nad 110 kHz, kde PSRR opět roste nahoru. První a druhá oblast představuje efektivní šířku pásma PSRR, což znamená, že tradiční LDO s vysokým PSRR bude mít efektivní šířku pásma PSRR 110 kHz. Ve třetí části se PSRR zvyšuje díky impedanci výstupního kondenzátoru, parazitní impedanci desky plošného spoje a kondenzátoru samotnému, zatímco v této fázi již LDO k PSRR ničím nepřispívá.
 
Obr. 3 (A) zachycuje zjednodušený diagram LDO, skládající se z Tr1 či průchozího tranzistoru, R1, tj. zpětnovazebního rezistoru, R2, výstupní kapacity (COUT) se svým RESR nebo ekvivalentním sériovým odporem (Equivalent Series Resistance, ESR) a RLOAD nebo odporu zátěže. Abychom se tedy vrátili k našemu PSRR, obr. 3 (A) lze rozdělit na dvě části: Z1 a Z2. PSRR je pak jen otázkou poměru Z1 a Z2 (rovnice 2).
 
Rovnice 2
 
V první oblasti PSRR nabídne zesilovač odchylky velký zisk, takže Z1 bude důkladně řízena, což vede k vysoké úrovni PSRR.
 
Na hranici mezi oblastmi jedna a dvě začíná zisk zesilovače klesat, typicky se strmostí 20 dB na dekádu. Menší zisk snižuje citlivost smyčky vůči změnám výstupního napětí, takže impedance průchozího prvku bude v návaznosti na jakékoli vnucené změny nastavena pomaleji, což sníží PSRR obvodu v této druhé části.
 
S rostoucím kmitočtem klesá impedance výstupního kondenzátoru, takže na výstupním prvku bude zvlnění více potlačeno a PSRR našeho LDO ve třetí oblasti poroste. Na hranici mezi druhou a třetí oblastí bude impedance Z2 klesat až do bodu, ve kterém bude většina signálu zkratována kondenzátorem, místo toho, že by byla aktivně potlačena LDO. Jakmile tedy LDO nebude výrazně přispívat k PSRR, můžeme průchozí tranzistor považovat za obyčejný rezistor, který zvlnění tlumí jen pasivně. Celá situace je pak znázorněna na obr. 3 (B).
 
Obr. 3: Náhradní schéma k určení PSRR
 
Obr. 4 zachycuje PSRR, které lze očekávat, použijeme – li ideální pasivní součástky, znázorněné na obr. 3 (B). Výsledek jsme obdrželi na základě hodnot, získaných obvyklým vyhodnocením skutečných integrovaných obvodů. RMOS v tomto článku určujeme na základě rovnice 3:
 
Rovnice 3
 
Tato křivka se velmi podobá třetí oblasti PSRR z obr. 2. Obr. 3 (B) je zde vhodným abstraktním znázorněním LDO v této části.
 
Obr. 4: PSRR z obr. 3 (B)
 

LDO s vysokým PSRR v širokém pásmu

Některé špičkové LDO, např. TPS7A8001, byly navrženy tak, aby splnily přesně takové požadavky na vysokofrekvenční PSRR (viz obr. 5). Místo toho, že budou LDO s vysokým PSRR v širokém pásmu vykazovat velmi vysoké PSRR v nízkofrekvenční oblasti, měly by mít relativně vysoké PSRR na kmitočtovém rozsahu návrhů s moderními spínanými měniči, typicky mezi 300 kHz a 6 MHz. Na obr. 5 je efektivní šířka pásma PSRR (tj. první a druhá oblast) pro LDO s vysokým PSRR v širokém pásmu rovna 1 MHz.
 
 
Místo toho, že budou LDO s vysokým PSRR v širokém pásmu vykazovat velmi vysoké PSRR v nízkofrekvenční oblasti, měly by mít relativně vysoké PSRR na kmitočtovém rozsahu návrhů s moderními spínanými měniči, typicky mezi 300 kHz a 6 MHz.
 
 
Obr. 5: Křivka PSRR pro LDO s vysokým PSRR v širokém pásmu
 

Porovnání spektra VINTERMEDIATE a VLDO

Obr. 6 a obr. 7 ilustrují vliv, který má PSRR v širokém pásmu na vstupující vysokofrekvenční šum. Povšimněte si prosím, že tyto grafy jsou spektrem VINTERMEDIATE, které bude v obou případech stejné, a VLDO. Jedná se o přímé konverze (Fourierovy transformace) a ne grafické znázornění spektrální hustoty, které se obecně využívá k vyjádření šumových poměrů. Ve spojení s obr. 6 byl tradiční snižující spínaný měnič (pracující v napěťovém režimu, step – down) připojen k obvyklému LDO s vysokým PSRR. V případě obr. 7 pak byl stejný spínaný měnič propojen s LDO s vysokým PSRR v širokém pásmu.
 
Obr. 6: Spektrum tradičního LDO s vysokým PSRR
 
Obr. 7: Spektrum LDO s vysokým PSRR v širokém pásmu
 
Největší špička VINTERMEDIATE se nachází na spínacím kmitočtu, tj. 285 kHz. Průběh VINTERMEDIATE rovněž zahrnuje harmonické spínacího kmitočtu a hlavní sub – harmonickou. Na 285 kHz pak vykazujeme špičku -43 dBV, což odpovídá zvlnění 40 mVpp (viz rovnice 4).
 
Rovnice 4
 
Porovnáním obr. 6 a obr. 7 zjistíme, že LDO s vysokým PSRR v širokém pásmu snižuje zvlnění VINTERMEDIATE lépe než tradiční LDO s vysokým PSRR. Na sub – harmonickém kmitočtu 143 kHz pak tradiční LDO s vysokým PSRR propustí značnou část špičky ze vstupu na výstup, protože na 285 kHz nemá k dispozici v podstatě žádné PSRR (obr. 2).

Srovnání průběhů VINTERMEDIATE a VLDO v časové oblasti

Obr. 8 a obr. 9 potvrzují potlačení napětí v časové oblasti tak, jak jsme o tom již hovořili. Zmíněné obrázky na časové ose srovnávají průběhy VINTERMEDIATE a VLDO. Vidíme zde, že VINTERMEDIATE, které bude stejné pro oba grafy, má sinusový průběh s rozkmitem přibližně 40 mVpp, což odpovídá výpočtu na základě rovnice 4. Kmitočet je cca 285 kHz, tj. velikost, odpovídající pracovní frekvenci spínaného měniče.
 
Obr. 8: Tradiční LDO s vysokým PSRR a průběh v časové oblasti
 
Obr. 9: LDO s vysokým PSRR v širokém pásmu a průběh v časové oblasti
 
Klasické LDO s vysokým PSRR na svém výstupu vykazuje významný sinusový průběh, který odpovídá kmitočtu vstupujícího signálu (obr. 8). Zbylé zvlnění na VLDO tudíž „uvidí“ všechny součástky, které toto napětí využívají ke svému napájení, což může ovlivnit jejich dosahované parametry. Výstup LDO s vysokým PSRR v širokém pásmu však bude téměř plochý (obr. 9). Všem obvodům, připojeným k takovému zdroji, se tak dostane mnohem čistějšího napájení.
 
A/D převodníky (ADC) nebo také D/A převodníky (DAC) například vyžadují čisté napájení k tomu, aby mohly pracovat přesně, přičemž jsou pro tyto účely s určitým PSRR navrženy. Vf (RF) aplikace rovněž bývají velmi citlivé na připojené napájení, protože každé vstupující zvlnění způsobí AM / FM odezvu na výstupním vysokofrekvenčním signálu. Podaří – li se nám tedy vyrobit napájení bez nežádoucího zvlnění, ušetříme si v případě obou aplikací celou řadu starostí.

Závěr

Pokud použijeme LDO na pozici sekundárního filtru, pamatujme, že nejdůležitější není naprosto největší PSRR. Navrhujeme – li tedy post regulátor s LDO, věnujme speciální pozornost PSRR na spínacím kmitočtu konkrétního napájecího zdroje. Pro aplikace, citlivé na vysokofrekvenční rušení, bude mnohem účinnější LDO s vysokým PSRR v širokém pásmu, např. TPS7A8001, spíše než tradiční LDO s vysokým PSRR.

Odkazy: 

  1. Pithadia, S., & Lester, S., LDO PSRR Measurement Simplified, July 27, 2009, Texas Instruments.
  2. Teel, J., Understanding power supply ripple rejection in linear regulators, August 5, 2005, Texas Instruments.
  3. Datasheet obvodu TPS7A8001 stáhnete ZDE.
  4. Více informací o LDO společnosti TI získáte zde: www.ti.com/ldo-ca.

Něco málo o autorech:

Masashi Nogawa

je systémovým a strategickým marketingovým inženýrem ve skupině Power Management při Texas Instruments, kde odpovídá za produkty LDO, určené pro síťové aplikace a telekomunikace. Své akademické tituly BSEE a MSEE Masashi získal na University of Electro-communications, Tokyo.
 

Kyle L. Van Renterghem

je produktovým inženýrem Texas Instruments ve skupině Power Management, kde odpovídá za popis nových výrobků. Svůj akademický titul BSEE Kyle získal na University of Arizona, Tucson, Arizona.
Hodnocení článku: