Splnit současná nařízení, definující požadovanou účinnost napájecích zdrojů, může být docela náročné. Obtíže přitom začínají již ve snaze porozumět požadavkům závratného souboru nejrůznějších iniciativ a také směrnic, měnících se v souvislosti s typem koncového zařízení, velikostí výkonu nebo také vládnoucí mocí. Za všechny můžeme zmínit např. Energy Star, energetickou komisi California Energy Commission nebo iniciativu EU Stand-by Initiative. Na druhé straně však můžeme, hned po zběžném prozkoumání kterékoli iniciativy pro energetické úspory, říci, že minimalizace výkonových ztrát při částečném nebo dokonce nulovém zatížení bude pro vývojáře napájecích systémů znamenat velmi výrazné pole působnosti. Pojďme se proto seznámit s pěti způsoby, kterak “smazat” i těch několik posledních miliwattů prakticky nečinného, blokujícího zdroje.

1. Zvolte ten správně “zelený” čip (Pick a “green” controller)

Integrovaný regulátor (Controller) bývá duší celého napájecího zdroje. Abychom tedy splnili i ty nejpřísnější požadavky, kladené na pohotovostní režimy, definujme první kritické místo: Výběr integrovaného obvodu, který byl již z výroby obdařen specifickým smyslem pro snížení ztrát během minimálního zatěžování. Výrobci regulátorů, určených pro napájecí zdroje, naštěstí vyslyšeli volání po ještě účinnějších čipech a představují nové generace kontrolérů se “zelenými” režimy.

Protože bude většina zmíněných, blokujících (Flyback) regulátorů řízena v proudovém režimu, zahrnují příslušné řídicí signály také informaci o velikosti zátěže, připojené k výstupním svorkám. Při částečném zatížení regulátory vstupují do nárazového provozního režimu (Burst Mode). V tomto módu pak dochází ke střídání mezi stavy zapnuto (ON) a vypnuto (OFF). Během fáze vypnuto regulátor v podstatě “spí” a nechává tak výkonové prvky v klidu, tj. že nespínají. Vzhledem k tomu, že ale nedochází k žádnému přenosu výkonu, začíná napětí na výstupu klesat. Regulátory se zeleným režimem toto napětí sledují a mohou tak v případě potřeby zase přejít do aktivní fáze, vyrovnávající výstupní ztráty. Velká část ztraceného výkonu má svůj původ ve fázi zapnuto. Povaha pracovního cyklu zapnuto / vypnuto tedy výrazně ovlivní celkovou účinnost. Stav zapnuto obvykle trvá několik stovek mikrosekund. Nečinný protipól závisí na velikosti zátěže, přičemž při extrémně malém zatěžování může trvat i desítky milisekund.

S nárazovým režimem provozu úzce souvisí přídavné, nízkofrekvenční zvlnění výstupního napětí. Během fáze zapnuto se na výstupu setkáváme s typickým zvlněním, spojeným s běžným spínáním napájecí struktury. Musíme však ještě počítat s další složkou zvlnění, odpovídající nárazovému kmitočtu, přesně jak to máme zachyceno na obr. 1. Protože však máme co do činění s docela malými frekvencemi, nebude praktické nasazovat do tlumící akce L-C filtr. Místo toho raději nízkofrekvenční napěťové výchylky výstupu ideálně potlačíme zvětšením výstupní kapacity.

Obr. 1: Nárazový provozní režim vede k nízkofrekvenčnímu zvlnění výstupního napětí

Vedle nárazového režimu se u mnoha “zelených” regulátorů můžeme setkat i s dalšími, energeticky úspornými přístupy, např. sníženým klidovým odběrem samotného čipu. Mnohé z nich přitom vychází z kvazi – rezonančního spínání, zlepšujícího účinnost na všech úrovních zátěže. Pro omezení ztrát při spínání MOSFETu se u kvazi – rezonančních blokujících zdrojů využívá rezonance, generovaná rozptylovou indukčností transformátoru a parazitními kapacitami.

2. Zmenšete ztráty na rozběhových rezistorech (Minimize loss in start-up resistors)

Spousta blokujících regulátorů si své vlastní předpětí vyrábí z pomocného vinutí transformátoru. Ať už se tak ale děje jakkoli, všechny z nich se nejprve potřebují nějak “rozjet”. Tradiční způsob, jak toho dosáhnout, nabídl rezistor, připojený mezi již usměrněné, dříve střídavé napětí, a pin Vcc daného regulátoru. Odpor přitom musí být dostatečně malý, aby do regulátoru, i při nejmenším střídavém vstupním napětí, protekl přiměřený proud, potřebný k jeho aktivaci. Použijeme – li však příliš malý rezistor, povede to k nadměrným výkonovým ztrátám, které mohou zabránit dosažení požadované shody.

Velikost spouštěcího proudu (Startup Current), vyžadovaná daným regulátorem, se v datasheetu obvykle uvádí v samotném čele tabulky s elektrickými charakteristikami. Nejnovější struktury se “zeleným” režimem tento odběr přitom stlačily až pod 50 μA. Pro zdroje, které budou muset pracovat v rámci univerzálního vstupního AC rozsahu od 85 V až do 265 V, tak může nasazení pull – up rezistoru o velikosti 2 MΩ při nízkých napětích zaručit rozběhové proudy přinejmenším 50 μA. Budeme – li nyní uvažovat jmenovité síťové napětí o velikosti 120 V (platí pro USA), při kterém bývají obvykle vyžadovány ověřovací zkoušky, rozptýlíme na rezistoru pouhých 13 mW výkonu. I když nějakých 13 mW ještě nemusí vnést do výkonové analýzy černá mračna, u nás v Evropě to bude horší. S běžným jmenovitým napětím v síti o velikosti 230 V na rezistoru dostaneme čtyřnásobné ztráty. S přihlédnutím k dané aplikaci a jejímu zatěžování v režimu standby může 52 mW znamenat hodně.

Některé regulátory si mohou rozběhový proud zajistit pomocí tranzistoru, který po úspěšně dokončené spouštěcí sekvenci nakonec vypíná. Pokud nebude tranzistor přímou součástí integrovaného regulátoru, nezbývá, než přidat další vnější prvek. Je však jasné, že přidáním vysokonapěťového tranzistoru zase zvýšíme cenu mnohdy velmi utažených rozpočtů. Ale ani při začlenění tranzistoru do stejného pouzdra, spolu se samotným regulátorem, nemáme úplně vyhráno. Můžeme se totiž potýkat s problémy v podobě svodů, spolehlivosti nebo samotných rozměrů.

Podobný přístup k rozběhovým proudům využívají i regulátory s kaskódním připojením výkonového MOSFETu, přesně jak vidíme na obr. 2. Při této konfiguraci se na gate daného MOSFETu nechá působit stejnosměrné napětí, přičemž sepnutí FETu regulátor vyřeší stáhnutím source dolů. Kontrolér zároveň dokáže využít způsobu zapojení vývodu source k vyřešení přísunu spouštěcího proudu. Děje se tak díky lineárnímu režimu, ve kterém budeme MOSFET během náběhu provozovat. Navíc se zde obejdeme bez dalších vysokonapěťových prvků nebo obdobných vn spojení s regulátorem. Je sice pravda, že budeme stále potřebovat pull – up rezistor, zajišťující nezbytné napětí na vstupní elektrodě, jenže tímto místem neproteče více než 10 μA.

Obr. 2: Regulátory s kaskódním připojením MOSFETu výrazně sníží ztráty na rozběhovém rezistoru.

3. Tak ať si zakmitá, když se mu to líbí! (Let it ring)

Přídržné a omezovací obvody, používané na primární straně hned vedle MOSFETu, tvoří další výrazné pole působnosti pro výkonové úspory. K potlačení nežádoucích kmitů a oscilací (Ringing) se třeba využívá velmi rozšířené RCD struktury, složené z rezistoru, kondenzátoru a diody, přesně jak ji vidíme na obr. 3, kde limituje napěťové špičky, vznikající na drainu použitého tranzistoru, a brání tak jeho přepěťovému namáhání. Za nežádoucími napěťovými špičkami stojí energie, nesená rozptylovou indukčností transformátoru v době, kdy MOSFET vypíná a náhle tak přerušuje průtok proudu primárním vinutím.

Obr. 3: Dalšího snížení ztrát dosáhneme optimalizací omezovacího obvodu

Chceme – li tedy omezit jak napěťové špičky tak i ztráty na omezovací struktuře, musíme nejprve navrhnout transformátor s minimální rozptylovou indukčností. Ve snaze zmenšit ztráty můžeme hned na to zvýšit velikost omezovacího rezistoru. Sluší se však upozornit, že tím ale zároveň rozšíříme i prostor pro napěťové špičky. Během resetovací fáze spínacího cyklu se bude na omezovacím rezistoru vnucovat odražené výstupní napětí, což povede k dalším ztrátám. Cestou, jak z toho ven, je nasazení MOSFETu s vyšším přípustným napětím, tj. např. 800 V místo původních 600 V, čímž zajistíme větší rezervu pro vznikající napěťové špičky a ještě k tomu můžeme připojit mnohem větší rezistor. Je to sice chytrý nápad, nicméně rozšíření napěťového rozsahu logicky zvedne buď cenu zvolených tranzistorů nebo také jejich odpor v sepnutém stavu, což se zase vymstí na snížené účinnosti při větším zatížení. Jak už to ale v našem povolání chodí, nezbývá než zvolit kompromisní řešení, konkrétně mezi cenou, účinností při částečném zatížení a také účinností při jmenovitém zatížení. V některých zdrojích, navržených pro výkony 10 W nebo ještě méně, můžeme omezovací prvky zcela vypustit a výrazně tak šetřit energií. Jen se obávám, že se brzy začneme znepokojovat v důsledku EMI a budeme tak nuceni definovat, jak hodně oscilací si na drainu ještě můžeme dovolit.

A ještě něco, co nemusí být patrné hned na první pohled: Snížení ztrát při částečném zatížení docílíme i zmenšením omezovací kapacity. Bude – li regulátor provozován v nárazovém režimu, dojde mezi dvěma sousedními stavy zapnuto k vybíjení omezovací struktury. Zvolíme – li však příliš velký kondenzátor, bude se během fáze vypnuto zbytečně mrhat přebytečně naukládanou energií. Jindy se zase před začátkem další fáze zapnuto nemusí omezovací kapacita ani stačit plně vybít. Můžeme však stanovit rozumné obecné pravidlo, vedoucí ke snížení těchto ztrát: Časová konstanta RC sítě nechť je přibližně 10násobkem periody spínání.

Další z možností spočívá v náhradě RCD struktury Zenerovou diodou. Tímto prvkem pak můžeme při malém zatížení snižovat ztráty omezovací části. Pro velké zátěže se ale může tento postup ukázat, ve srovnání s variantou RCD, jako výrazně více “hřející”.

4. Vyřaďte ze hry i miliwatty na regulačních prvcích sekundáru (Squeeze milli-Watts out of the secondary regulating circuitry)

Když jsme již došli až ke ztrátám v režimu standby, nesmíme v našem rozboru vynechat žádný prvek, a to ani zesilovač odchylky (Error Amplifier), pomáhající uregulovávat výstup. Na levé straně obr. 4 vidíme celkem běžný regulační obvod, určený pro 12 V zdroje. Aby mohl hojně používaný obvod TL431 pracovat, vezme si za to přinejmenším 1 mA klidového proudu. Děje se tak za přímé asistence rezistoru R2. Za normálních okolností tak “utratíme” něco mezi 15 mW až 50 mW. A pak zde ještě máme odporový dělič, složený z rezistorů R3 a R4, definující velikost výstupního napětí. Na sériové kombinaci 12.6 kΩ se tak promrhá nějakých 11 mW.

Obr. 4: Na regulačních obvodech se dá ušetřit něco mezi 20 mW až 55 mW ztrát

Na obr. 4 vpravo vidíme, jak s regulací výstupu naložit ještě účinněji. Obvod TL431 nahradíme TLV431, který potřebnou funkci zajistí s klidovým proudem pouhých 80 μA. K živení obvodu TLV431 tak nyní bude stačit proud, “proháněný” přes optočlen, takže již můžeme vypustit rezistor R2. Protože jmenovité napětí TLV431 nepřekročí 6.3 V, zapojíme ještě do akce učebnicově jednoduchý lineární stabilizátor (“poor man’s linear regulator”), složený z prvků Q1, R5 a D1, ochraňujících zmíněný obvod. Na rezistoru R5 a diodě D1 se pak ztratí další 3 mW výkonu. 10násobným navýšením odporu zpětnovazebního děliče však můžeme zachránit dalších 10 mW.

5. Při stanovení velikosti předpětí, prosím, přemýšlejte! (Be smart about the bias level)

Pokud máme pocit, že to s výkonovými úsporami ještě není úplně dořešené, což takhle zkusit optimalizovat předpětí regulátoru? Předpětí (Bias Voltage) musí býti dosti velké na to, aby zaručilo, že regulátor zůstane použitelný při jakémkoli zatížení. Zároveň musí svou velikostí dostatečně “podepírat” připojený MOSFET a jeho gate. Pokud ale zvolíme velikost předpětí, která bude jakkoli větší, než nutně potřebujeme pro činnost regulátoru a jeho MOSFETu, budeme opět mrhat výkonem.

Během nárazového režimu provozu spousta ekologicky “uvědomělých” regulátorů snižuje své klidové proudy. Mohou tak ve spojení s předpětím zmírnit svůj ztrátový přínos. Typické klidové odběry přitom během normálního provozu klesají na 2 až 3 mA, přičemž v souvislosti s nárazovým režimem to může být jen 200 až 300 μA. Tento proud, jehož velikost jinak definuje datasheet daného regulátoru, přitom nezahrnuje nabíjení a vybíjení vstupní elektrody (Gate) připojeného MOSFETu. Při nabíjení hradla nám tak do výsledku začíná promlouvat zvolené předpětí, náboj vstupní elektrody, spínací kmitočet a také pracovní cyklus nárazového režimu. Protože však s rostoucím předpětím poroste i náboj hradla, musíme vzít na vědomí, že zbytečně vysoké napětí ztráty jenom zhorší. Nárazový režim provozu však naštěstí umí zabránit tomu, že by se ztráty v souvislosti s použitým předpětím staly až moc důležitými. Sečteno a podtrženo, podaří – li se nám omezit velikost předpětí na minimum, ušetříme ve většině případů nějakých 10 až 20 mW.

Jak jsme viděli, potlačení ztrát napájecích zdrojů při částečném zatížení vyžaduje pečlivou kontrolu ztrátového výkonu každé součástky. Přitom to může být pouhých několik miliwattů, co rozhodne o legálním umístění nálepky Energy Star na našem výrobku. Vezmeme – li si tedy navrhované postupy k srdci, můžeme ve svých systémech ušetřit stovky miliwattů, které jinak v pohotovostním režimu zbytečně promrháme.

Download a odkazy:

• Datasheet obvodu UCC28610 včetně další dokumentace: www.ti.com/ucc28610-ca.
• Kollman, Robert, POWER TIP #17: Snubbing the Flyback Converter, Power Management DesignLine.com, November 9, 2009.
• Mammano, Bob, 2006/07 Power Supply Design Seminar – SEM1700 Topic 1: “Improving Power Supply Efficiency – The Global Perspective,” Texas Instruments 2007.
• Madigan, Michael, 2006/07 Power Supply Design Seminar – SEM1700 Topic 2: “Green-Mode Power by the Milli-Watt,” Texas Instruments 2007.

Něco o autorovi

Brian King je aplikačním inženýrem společnosti Texas Instruments a také členem skupiny technických pracovníků nebo institutu elektroinženýrů IEEE. Na univerzitě v Arkansasu získal tituly BSEE a MSEE. Briana můžete zastihnout na e-mailu ti_brianking@list.ti.com.